實際電路都是由非理想元件組成的，在設計中可能會遇到許多預料不到的情況。在調試如圖1所示的普通全橋電源時，輸出不是料想中平穩(wěn)的波形，而是不時發(fā)生間歇振蕩，并發(fā)出“吱吱”聲，有時甚至會燒毀開關管。對電路進行分析后未發(fā)現(xiàn)結構上可能導致不穩(wěn)定的因素，于是改變輸出采樣的電壓比，將輸出調定在半電壓24V上，使用90V的輸入直流電壓，在保證功率管安全的情況下進行調試。待電路工作正常后，再緩慢升高輸入直流電壓，經過多次試驗，發(fā)現(xiàn)當Ui為180～250V時就可能引發(fā)振蕩，最后判定是驅動變壓器各個繞組之間的分布電容在搗亂。
兩只開關管的電容分布如圖2所示，其中C2是繞組NA的下端M與NB的上端P間的分布電容。當驅動變壓器的繞組NA輸出正脈沖時NB輸出負脈沖，TA管由截止轉為飽和導通，于是TA管的源極即M點的電位急速升高，并通過電容C2提升NB繞組上端P的電位，升高的數(shù)值與兩個繞組的分布電容C1、C2、C3有關，還和P點到地的高頻阻抗以及M點電位上升的速度有關。如果提升的數(shù)值大于NB繞組自身的負脈沖幅度，就會引發(fā)TB管的瞬時導通，從而出現(xiàn)前面所述的間歇振蕩。其他各管導通時也會有類似情況發(fā)生。
解決電磁干擾一般有三種途徑，一是降低干擾源的強度，二是增強被驅動的MOS管的抗干擾能力，三是阻隔干擾的通路。在本例中，干擾源就是變壓器要傳遞的脈沖，這是無法降低的。給驅動加上負壓，可以大大增強MOS管的抗干擾能力，這種方法為許多電源所采用。本例采用第三種方法，即在驅動變壓器的各繞組間加繞屏蔽層，其結構如圖3所示，共5個繞組和5個屏蔽層。整個變壓器包括屏蔽層從左向右逐層繞制，N1接到控制回路的地；兩個下管驅動繞組由于電位變化不大，同時與N2連接，實際上是接到了功率地；N3和N4將上管繞組NA包了起來，并與NA的異名端相接；N5將繞組ND與NA隔離。這樣每個繞組都和它的屏蔽層同電位，它們之間不會有容性電流。當上管TA導通、上管繞組NA的電位跳升時，屏蔽層N3和N4的電位也要同樣跳變，由于N2和N3之間的分布電容，這個跳變將在這兩個屏蔽層中間產生電流，但對管子的驅動沒有影響，只是會耗損一點主功率。在實際電路中采用了加電磁屏蔽的驅動變壓器之后，問題得到了全部解決。
需要特別提出的是，屏蔽的作用是將各個繞組隔離開，以避免分布電容的不良影響。因此屏蔽層接到什么地方，是需要慎重考慮的，否則可能適得其反。如果圖3中的N3、N4不與NA相接，而是與N2一起接到功率地，則電容分布如圖4所示，C6、C7分別表示繞組NA的上下端與屏蔽層N3間，也就是功率地間的分布電容(實際上C6、C7分別是包含了圖2中C4、C1后的等效電容)。當NA輸出正脈沖的上升沿時，TA迅速導通，M點電位跳升，于是C6、C7中要有容性電流產生。M是低阻抗點，電流iC7對它的電位影響不大，但N點卻是高阻抗點，iC6電流將瞬間降低它的電位，可能使TA管瞬間關斷。因此不能采用這種連接方式。屏蔽層N3、N4如改與NA的同名端相接，效果也不好。
對于分布電容引起的截止管誤導通，可以采取設置負壓驅動和屏蔽隔離兩種辦法來解決。給變壓器增加屏蔽層會使驅動變壓器的設計變得復雜，但不用對電路進行修改，仍不失為一種實用有效的方法。
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